一款便携、灵敏、低功耗的模拟盖革计数器 (2025)

# 一款便携、灵敏、低功耗的模拟盖革计数器 原文链接：https://ludens.cl/Electron/geiger2/geiger2.html 你可能已经看过我之前关于基础盖革计数器的页面（https://ludens.cl/Electron/geiger/geiger.html）。如文中所述，制作和研究盖革计数器伴随了我整个电子工程师生涯。我14岁左右时，在一本介绍各种电子设备的旧德语书中第一次读到盖革-米勒计数管。切尔诺贝利事故发生后，我买了一根小型旧盖革管，制作了人生第一台计数器。如今，年岁渐长，我通过制作一台高灵敏度、快速响应，同时极其简单且节能的模拟便携盖革计数器，算是为这个篇章画上句号。 盖革管的尺寸至关重要。在相同辐射强度下，管径越大，每分钟计数越多——这得益于更大的探测面积。在正常本底辐射水平下，非常小的盖革管可能每分钟仅产生极少计数，需要平均几分钟才能获得有效读数。而大尺寸管能提供多得多的计数，允许在更短时间内平均处理，从而达到相同的测量精度。 但在高辐射水平下，小管反而更优，因为大管会产生过多计数导致线性度丢失——计数脉冲过于频繁，管体来不及从前次计数中恢复。 由于我只对测量极低辐射水平感兴趣（例如本底辐射及强度最多仅比本底高几倍的弱辐射源），我选择了大尺寸盖革管。我购得中国产J306β管（玻璃版本），其标称在平均本底辐射下每分钟计数88次，或在1µSv/h辐射强度下每秒计数8次。该管长约20厘米，直径约18毫米。 我曾反复斟酌是采用微控制器计数脉冲并在LCD上显示各种处理后的测量值，还是沿用经典方案——使用简单电路配合模拟表头。两种方案各具优势：微控制器能长时间累积计数，在测量稳定辐射水平时精度更高，且可累计长期总剂量。而模拟表头在扫描区域寻找辐射源时则便利得多，因为观察指针偏转远比读取并解读显示屏上跳动的数字轻松。两种方式本不相上下，但最终的决定性因素是：使用这根大管时，我可以通过基础模拟低通滤波电路轻松实现足够的平均处理——这在小管上并不现实。因此规律是：测量低辐射水平的小管需配合数字计数器，而大管即使在低辐射水平下也能采用模拟电路。在高辐射水平下，任何尺寸的盖革管都能使用模拟电路。中国产数字盖革计数器的普及，进一步坚定了我选择模拟方案的决心。与其自己制作数字版，不如直接购买中国成品更经济实用。所以，如今在家制作盖革计数器要有意义，我选择了模拟方案。 我的计数器设有两个量程：低量程满刻度为1µSv/h，高量程可达10µSv/h。若遇到更高辐射，我宁愿撤离现场，而非精确测量具体数值！因此不需要超过10µSv/h的量程。 低量程平均时间为4.4秒，高量程为0.44秒。平均时间的变化与更高辐射强度带来的计数率提升相结合，使两个量程的指针稳定性保持一致。高量程几乎实时响应，可快速扫描区域；低量程虽慢些，但仍能用于扫描。 我加入了扬声器，使每次计数都伴随咔嗒声。但根据实践经验，听到计数声有点言过其实。在扫描区域时，由于盖革计数器的咔嗒声间隔本就不规则，要通过听觉明显察觉计数率的中等变化很困难，必须观察表头。不过，咔嗒声确实很酷…… 设计电路时，我秉持节能理念。最初基于9V电池设计，经过调试将电流降至5mA。当我向一位电子工程师朋友提及此事，他淡淡地回应：“0.5mA会更好。”他当然说得对，于是我认真着手降低功耗。几天后，9V电压下的功耗降至0.21mA。但随后问题浮现：为何要用9V电池？这种电池能量密度低、价格昂贵且越来越难找到！更经济的选择是AA电池（即5号电池）。但……为什么用多节？盖革管需要400V电压，从1.5V升压至400V并不比从9V升压更难。电路其余部分需5V供电，在高效开关稳压器中，从9V降压至5V的复杂度与从1.5V升压至5V无异。因此我修改电路，使其可由单节AA电池供电。仅经基础调试，1.5V下的功耗便降至1.1mA，并随电池电压下降成比例增加。两个电压转换器在电池电压低于0.8V前都能保持稳压。据此计算，单节AA电池可连续工作超过2000小时，我认为这已足够。 --- [电路图](https://ludens.cl/Electron/geiger2/Schematic.png) 如同我在网站上的惯例，您可点击此电路图获取高清版本，便于阅读和打印。如图所示，电路确实非常简洁！但其中蕴含不少巧思，因此有必要详细说明其工作原理。 首先从左半部分开始，这是电源部分，负责将1.5V电池电压转换为5V和400V。当然，两种电压都经过稳压。 我略施小计，使用现成的小型升压模块生成5V。此类模块在速卖通售价不足1美元，但我在图中提供了其内部电路，若你想复制我的盖革计数器且不想使用现成模块，可直接使用分立元件。该转换器是极简的升压电路，仅用一个IC完成大部分工作，外围仅需储能电感、滤波电容和二极管。某些同类芯片内部已集成二极管（通常作为有源整流器）。若购买现成模块，请务必选择5V版本，因其有5V和3.3V两种规格。 400V转换器部分融入了我的一些创意。尽管结构简单，它却是高效的脉冲频率调制反激转换器。高压检测采用反向串联的普通开关二极管，作为130V齐纳二极管使用（注：纯粹主义者会认为7V以上的所谓齐纳二极管实际上是雪崩二极管，但这是另一回事）。将普通二极管用于此目的并非我的发明，这在自制盖革计数器中很常见，因为它能在反馈回路极低电流下（我的设计中为1µA）提供良好的稳压，且无需额外电压基准、模拟比较器或运算放大器。尽管反馈回路在400V下产生400µW功耗（占此盖革计数器总功耗的相当部分），但这仍比其他我测试过的同稳压精度的方案更高效。若将来追求极致节能，此处仍有改进空间。 400V电源的工作原理如下：IC1为六路CMOS施密特触发器反相器，其中一路用作调制振荡器和MOSFET驱动器。电路启动时，5V电压使C3将IC1的13脚拉高，使其保持逻辑高电平，从而令MOSFET保持关断，直至电压升至5V。随后R2缓慢下拉13脚，最终突破下限触发点，使12脚驱动MOSFET导通。电池电流通过自耦变压器60匝初级绕组形成斜坡，此时R2逐渐上拉13脚，C3放电。当13脚电压突破上限触发点，MOSFET关断，气隙铁芯中储存的能量通过D1向高压滤波电容C2释放，如此循环往复。这是基础的CMOS反相器振荡器驱动MOSFET，进而驱动反激自耦变压器。 当C2电压达到三只反向串联1N4148二极管的击穿电压（约390V）时，它们通过R1开始上拉13脚。因此下拉13脚所需时间变长，上拉时间缩短。结果表现为MOSFET导通脉冲间隔变长，脉宽变短。若C2电压足够高，使得D2-D4和R1能在R2下拉13脚时将其电压维持在上限阈值以上，脉冲将完全停止，直至高压略微下降。 由此产生的工作模式是：启动后电路以约8kHz频率持续脉冲，直至C2达到400V，随后转为仅几十Hz的脉冲率，脉宽约50µs，以保持稳压。盖革管每次电离事件后，脉冲率会短暂升高以补偿管消耗的电荷，随后恢复至维持反馈回路1µA电流所需的基准水平。 反馈电流由R2设定。5V供电下施密特触发器的阈值电压约为2V和3V。由于大部分时间电压接近上限阈值，可将13脚平均电压视为2.9V。该电压施加在2.7MΩ电阻上，产生略超1µA的电流，该电流必须流经二极管。理论上可通过增大R2值并相应调整C3来降低反馈回路电流，但让1N4148二极管在低于1µA电流下工作会使击穿电压极不稳定，故我最终选用1µA。 R1作为“柔化器”或环路增益衰减器，用于保持电路稳定。施密特触发器约1V的迟滞电压经R1与R2的分压比放大，形成数伏的二极管处迟滞电压，进而影响400V级电压。R1同时隔离CMOS输入端与400V母线通过二极管的容性耦合。 虽然调整R1值可设定高压，但更推荐通过筛选1N4148二极管实现。我从库存中取出新旧不一的1N4148二极管，在1µA电流下测量其击穿电压。1N4148标称耐压100V，实际击穿电压必然更高，但厂商对此控制不严。测得击穿电压范围在115V至178V之间，多数集中在125V至138V。旧管击穿电压普遍高于新管，不同厂商产品的差异大于同一厂商产品。我仅测试了约12只二极管，便找到三只击穿电压总和接近390V的组合。 实际上高压值无需极度精确。J306管标称平台区为360V至440V。为留有余量，将电压控制在380V至420V范围内即可。我测得402V，相当完美！ 测量此电压最好使用串联大阻值电阻的万用表。我采用了500MΩ电阻。虽然这款反激电源比许多盖革计数器使用的倍压电路能提供更大电流，但当数字万用表10MΩ内阻接入（尤其AA电池电量不足时），它仍难以保持稳压。串联电阻阻值无需极度精确，可用任意高阻值电阻，通过与高压源及并联的另一万用表校准，确定缩放系数。若仅有一只万用表，可分别测量带/不带串联电阻时的稳定高压源，计算缩放系数。 现在转向电路图右侧的测量部分。盖革管通过10MΩ电阻供电，该电阻需比常见的1/4瓦电阻（仅耐压250V，易击穿）更大。脉冲从管体负极端检测。电路静默时，R5将IC的1脚接地，因此2脚呈高电平。R8将C5右端下拉，C5充电至5V。四个并联门电路的输入为低电平，故输出高电平，D5截止。 当盖革管电离时，会将1脚拉高。受R3、管体、R4和R5分压影响，1脚电压可接近8V，但IC的输入保护二极管会将其钳位在约5.6V。1脚高电平使2脚变低，因此每次管体电离时，2脚都会产生一个规整的负脉冲。当2脚变低时，会将C5右端电压拉至负电位。IC的3、5、9、11脚输入保护二极管导通，使C5放电至约0.6V的残余电压。此过程中四个并联门电路的输出不变，因为其输入仅从0V降至-0.6V，均为逻辑0。 但当管体从电离中恢复，2脚电压回升时，会通过C5上拉四个并联门的输入。因此它们的输出会尝试变低，D5导通。由于C6电压从未超过约0.25V，扬声器上端始终接近5V，因此该二极管和32Ω扬声器基本是这些输出端的唯一负载。门电路工作在其电流限制区，每路仅吸入数毫安电流。总电流在扬声器中产生清晰的咔嗒声，并为C6充电。同时R6为C5充电，逐渐下拉四个门的输入，直至突破阈值使门输出恢复逻辑1，D5停止导通。通过这种方式，此简单电路在每次电离事件中为C6输送一定电荷——电流由IC的电流限制决定，持续时间则通过R6调节。 在此电路中我至少做了两件“理论上不妥”但故意为之的事：其一是将CMOS门电路用作限流模式，这会引入较大不确定性，因为此类芯片的电流限制值在制造时控制不严……